Благодарим вас за посещение Nature.com. Версия браузера, которую вы используете, имеет ограниченную поддержку CSS. Для наилучшей работы мы рекомендуем вам использовать обновленный браузер (или отключить режим совместимости в Internet Explorer). В то же время, чтобы обеспечить постоянную поддержку, мы будем отображать сайт без стилей и JavaScript.
В этой статье разработана и проверена широкополосная мощная двухлопастная лампа бегущей волны с чередованием 220 ГГц. Во-первых, предложена планарная двухлучевая шахматная двухлопастная замедляющая структура. При использовании двухрежимной схемы работы производительность передачи и полоса пропускания почти вдвое больше, чем у одномодовой. Во-вторых, для удовлетворения требований высокой выходной мощности и повышения стабильности лампы бегущей волны разработана двойная электронно-оптическая система в форме карандаша, напряжение возбуждения составляет 20 ~ 21 кВ, а ток составляет 2 × 80 мА. Цели проектирования. При использовании маски и управляющего электрода в двухлучевой пушке два точечных луча могут быть сфокусированы вдоль их соответствующих центров с коэффициентом сжатия 7, фокусное расстояние составляет около 0,18 мм, а стабильность хорошая. Также была оптимизирована однородная магнитная фокусирующая система. Стабильное расстояние передачи плоского двойного электронного луча может достигать 45 мм, а фокусирующее магнитное поле 0,6 Тл, что достаточно для покрытия всей высокочастотной системы (HFS). Затем, чтобы проверить пригодность электронно-оптической системы и производительность замедляющей структуры, также было выполнено моделирование ячеек частиц (PIC) для всей HFS. Результаты показывают, что система взаимодействия пучка может достигать пиковой выходной мощности около 310 Вт при 220 ГГц, оптимизированное напряжение пучка составляет 20,6 кВ, ток пучка составляет 2 × 80 мА, усиление составляет 38 дБ, а полоса пропускания 3 дБ превышает 35 дБ около 70 ГГц. Наконец, выполняется изготовление высокоточной микроструктуры для проверки производительности HFS, и результаты показывают, что характеристики полосы пропускания и передачи хорошо согласуются с результатами моделирования. Таким образом, ожидается, что схема, предложенная в этой статье, позволит разработать высокомощные сверхширокополосные источники излучения терагерцового диапазона с потенциалом для будущих применений.
Как традиционное вакуумное электронное устройство, лампа бегущей волны (ЛБВ) играет незаменимую роль во многих приложениях, таких как радары высокого разрешения, системы спутниковой связи и исследование космоса1,2,3. Однако, поскольку рабочая частота входит в терагерцовый диапазон, традиционные ЛБВ со связанными резонаторами и спиральные ЛБВ не могут удовлетворить потребности людей из-за относительно низкой выходной мощности, узкой полосы пропускания и сложных производственных процессов. Поэтому вопрос о том, как всесторонне улучшить производительность терагерцового диапазона, стал очень актуальным для многих научно-исследовательских институтов. В последние годы новые замедляющие структуры (ЗС), такие как структуры с шахматным расположением двух лопастей (SDV) и структуры сложенных волноводов (FW), получили широкое внимание из-за их естественных планарных структур, особенно новые SDV-SWS с многообещающим потенциалом. Эта структура была предложена Калифорнийским университетом в Дэвисе в 2008 году4. Планарная структура может быть легко изготовлена ​​с помощью микро-нанотехнологий обработки, таких как числовое программное управление (ЧПУ) и UV-LIGA, структура цельнометаллического корпуса может обеспечить большую теплоемкость с более высокой выходной мощностью и усилением, а волноводоподобная структура также может обеспечить более широкую рабочую полосу пропускания. В настоящее время UC Davis впервые продемонстрировал в 2017 году, что SDV-TWT может генерировать мощные выходные сигналы, превышающие 100 Вт, и сигналы с полосой пропускания почти 14 ГГц в G-диапазоне5. Однако эти результаты все еще имеют пробелы, которые не могут удовлетворить соответствующие требования высокой мощности и широкой полосы пропускания в терагерцовом диапазоне. Для SDV-TWT G-диапазона UC-Davis использовались плоские электронные пучки. Хотя эта схема может значительно улучшить токонесущую способность пучка, трудно поддерживать большое расстояние передачи из-за нестабильности электронно-оптической системы (EOS) плоского пучка, и существует туннель надмодового пучка, который также может привести к саморегулированию пучка. – Возбуждение и колебания 6,7. Для того чтобы удовлетворить требованиям высокой выходной мощности, широкой полосы пропускания и хорошей стабильности ТГц ЛБВ, в этой статье предлагается двухлучевой SDV-SWS с двухрежимной работой. То есть, для того чтобы увеличить рабочую полосу пропускания, в этой структуре предлагается и внедряется двухрежимная работа. И для того чтобы увеличить выходную мощность, также используется плоское распределение двойных карандашных лучей. Радиоприемники с одним карандашным лучом относительно малы из-за ограничений по вертикальным размерам. Если плотность тока слишком высока, ток луча должен быть уменьшен, что приводит к относительно низкой выходной мощности. Для улучшения тока луча появилась планарная распределенная многолучевая ЭОС, которая использует поперечный размер ЗС. Благодаря независимому туннелированию луча планарно распределенный многолучевой может достигать высокой выходной мощности, поддерживая высокий общий ток луча и небольшой ток на луч, что позволяет избежать туннелирования луча сверхмодового типа по сравнению с устройствами с плоским лучом. Поэтому выгодно поддерживать стабильность лампы бегущей волны. На На основе предыдущих работ8,9 в данной статье предлагается ЭОС с двойным узким пучком, фокусирующимся однородным магнитным полем G-диапазона, которая может значительно улучшить стабильное расстояние передачи пучка и дополнительно увеличить область взаимодействия пучка, тем самым значительно повысив выходную мощность.
Структура данной статьи следующая. Во-первых, описывается конструкция ячейки SWS с параметрами, анализом характеристик дисперсии и результатами высокочастотного моделирования. Затем, в соответствии со структурой элементарной ячейки, в данной статье проектируются система EOS с двойным карандашным пучком и система взаимодействия пучков. Также представлены результаты моделирования внутриячеечных частиц для проверки применимости EOS и производительности SDV-TWT. Кроме того, в статье кратко представлены результаты изготовления и холодных испытаний для проверки правильности всей HFS. В заключение подводится итог.
Как один из важнейших компонентов ЛБВ, дисперсионные свойства структуры замедленной волны указывают, соответствует ли скорость электронов фазовой скорости ЗС, и, таким образом, оказывают большое влияние на взаимодействие пучка и волны. Для улучшения производительности всей ЛБВ разработана улучшенная структура взаимодействия. Структура элементарной ячейки показана на рисунке 1. Учитывая нестабильность плоского пучка и ограничение мощности одиночного перьевого пучка, в структуре используется двойной перьевой пучок для дальнейшего улучшения выходной мощности и стабильности работы. Между тем, для увеличения рабочей полосы пропускания был предложен двойной режим работы ЗС. Благодаря симметрии структуры SDV решение уравнения дисперсии электромагнитного поля можно разделить на нечетные и четные моды. В то же время основная нечетная мода низкочастотного диапазона и основная четная мода высокочастотного диапазона используются для реализации широкополосной синхронизации взаимодействия пучка, тем самым дополнительно улучшая рабочую полосу пропускания.
В соответствии с требованиями к мощности вся трубка спроектирована с напряжением возбуждения 20 кВ и током двойного пучка 2 × 80 мА. Чтобы максимально точно согласовать напряжение с рабочей полосой пропускания SDV-SWS, нам необходимо рассчитать длину периода p. Соотношение между напряжением пучка и периодом показано в уравнении (1)10:
Установив сдвиг фазы на 2,5π на центральной частоте 220 ГГц, можно рассчитать период p, который составит 0,46 мм. На рисунке 2а показаны дисперсионные свойства элементарной ячейки SWS. Канал пучка 20 кВ очень хорошо соответствует бимодальной кривой. Полосы частот соответствия могут достигать около 70 ГГц в диапазонах 210–265,3 ГГц (нечетный режим) и 265,4–280 ГГц (четный режим). На рисунке 2б показано среднее сопротивление связи, которое превышает 0,6 Ом в диапазоне от 210 до 290 ГГц, что указывает на возможность возникновения сильных взаимодействий в рабочей полосе пропускания.
(а) Дисперсионные характеристики двухрежимного SDV-SWS с электронным пучком напряжением 20 кВ. (б) Сопротивление взаимодействия замедляющей цепи SDV.
Однако важно отметить, что между нечетными и четными модами существует запрещенная зона, и мы обычно называем эту запрещенную зону зоной остановки, как показано на рисунке 2а. Если ЛБВ работает вблизи этой полосы частот, может возникнуть сильная связь пучка, что приведет к нежелательным колебаниям. В практических приложениях мы обычно избегаем использования ЛБВ вблизи полосы остановки. Однако можно увидеть, что запрещенная зона этой замедляющей структуры составляет всего 0,1 ГГц. Трудно определить, вызывает ли эта небольшая запрещенная зона колебания. Поэтому стабильность работы вблизи полосы остановки будет исследована в следующем разделе моделирования PIC, чтобы проанализировать, могут ли возникнуть нежелательные колебания.
Модель всей HFS показана на рисунке 3. Она состоит из двух каскадов SDV-SWS, соединенных брэгговскими отражателями. Функция отражателя заключается в том, чтобы отсечь передачу сигнала между двумя каскадами, подавить колебания и отражение нерабочих мод, таких как моды высокого порядка, генерируемые между верхними и нижними лопастями, тем самым значительно повышая стабильность всей трубки. Для подключения к внешней среде также используется линейный конический ответвитель для соединения SWS со стандартным волноводом WR-4. Коэффициент пропускания двухуровневой структуры измеряется решателем во временной области в программном обеспечении для трехмерного моделирования. Учитывая фактическое влияние терагерцового диапазона на материал, материал вакуумной оболочки изначально установлен на медь, а проводимость снижена до 2,25×107 См/м12.
На рисунке 4 показаны результаты передачи для HFS с линейными коническими ответвителями и без них. Результаты показывают, что ответвитель оказывает незначительное влияние на характеристики передачи всего HFS. Обратные потери (S11 < − 10 дБ) и вносимые потери (S21 > − 5 дБ) всей системы в широкополосном диапазоне 207–280 ГГц показывают, что HFS имеет хорошие характеристики передачи.
В качестве источника питания вакуумных электронных устройств электронная пушка напрямую определяет, может ли устройство генерировать достаточную выходную мощность. В сочетании с анализом HFS в разделе II необходимо спроектировать двухлучевую EOS для обеспечения достаточной мощности. В этой части на основе предыдущих работ в W-диапазоне8,9 сконструирована двухлучевая электронная пушка с использованием планарной маски и управляющих электродов. Во-первых, в соответствии с требованиями к конструкции SWS в разделе, как показано на рис. 2, напряжение возбуждения Ua электронных пучков изначально установлено на уровне 20 кВ, токи I обоих электронных пучков составляют 80 мА, а диаметр пучка dw электронных пучков составляет 0,13 мм. В то же время, чтобы гарантировать, что может быть достигнута плотность тока электронного пучка и катода, коэффициент сжатия электронного пучка установлен на уровне 7, поэтому плотность тока электронного пучка составляет 603 А/см2, а плотность тока катода составляет 86 А/см2, что может быть достигнуто путем использования новых катодных материалов. Согласно теории проектирования 14, 15, 16, 17, типичная электронная пушка Пирса может быть однозначно идентифицирована.
На рисунке 5 показаны горизонтальная и вертикальная принципиальные схемы пушки соответственно. Видно, что профиль электронной пушки в направлении x почти идентичен профилю типичной листовой электронной пушки, тогда как в направлении y два электронных пучка частично разделены маской. Положения двух катодов находятся на x = – 0,155 мм, y = 0 мм и x = 0,155 мм, y = 0 мм соответственно. В соответствии с требованиями к конструкции коэффициента сжатия и размера инжекции электронов размеры двух поверхностей катода определены как 0,91 мм × 0,13 мм.
Для того чтобы сфокусированное электрическое поле, принимаемое каждым электронным пучком в направлении x, было симметричным относительно его собственного центра, в данной работе к электронной пушке применяется управляющий электрод. Установив напряжение фокусирующего электрода и управляющего электрода на уровне -20 кВ, а напряжение анода на уровне 0 В, мы можем получить распределение траектории двухлучевой пушки, как показано на рис. 6. Видно, что испускаемые электроны обладают хорошей сжимаемостью в направлении y, и каждый электронный пучок сходится к направлению x вдоль своего собственного центра симметрии, что указывает на то, что управляющий электрод уравновешивает неравное электрическое поле, создаваемое фокусирующим электродом.
На рисунке 7 показана огибающая пучка в направлениях x и y. Результаты показывают, что проекционное расстояние электронного пучка в направлении x отличается от проекционного расстояния в направлении y. Расстояние проецирования в направлении x составляет около 4 мм, а расстояние проецирования в направлении y близко к 7 мм. Поэтому фактическое расстояние проецирования следует выбирать между 4 и 7 мм. На рисунке 8 показано поперечное сечение электронного пучка на расстоянии 4,6 мм от поверхности катода. Мы видим, что форма поперечного сечения наиболее близка к стандартному круглому электронному пучку. Расстояние между двумя электронными пучками близко к проектному 0,31 мм, а радиус составляет около 0,13 мм, что соответствует проектным требованиям. На рисунке 9 показаны результаты моделирования тока пучка. Видно, что два тока пучка составляют 76 мА, что хорошо согласуется с проектным 80 мА.
Учитывая колебания напряжения возбуждения в практических приложениях, необходимо изучить чувствительность данной модели к напряжению. В диапазоне напряжений 19,8 ~ 20,6 кВ получены огибающие тока и тока пучка, как показано на рисунке 1 и рисунке 1.10 и 11. Из результатов видно, что изменение напряжения возбуждения не оказывает влияния на огибающую электронного пучка, а ток электронного пучка изменяется только от 0,74 до 0,78 А. Поэтому можно считать, что электронная пушка, разработанная в данной статье, имеет хорошую чувствительность к напряжению.
Влияние колебаний напряжения возбуждения на огибающие пучка в направлениях x и y.
Равномерное магнитное фокусирующее поле является распространенной системой фокусировки с постоянными магнитами. Благодаря равномерному распределению магнитного поля по всему каналу пучка, оно очень подходит для осесимметричных электронных пучков. В этом разделе предлагается равномерная магнитная фокусирующая система для поддержания передачи двойных карандашных пучков на большие расстояния. Путем анализа генерируемого магнитного поля и огибающей пучка предлагается схема конструкции фокусирующей системы и изучается проблема чувствительности. Согласно теории устойчивой передачи одиночного карандашного пучка18,19, значение магнитного поля Бриллюэна можно рассчитать с помощью уравнения (2). В этой статье мы также используем эту эквивалентность для оценки магнитного поля латерально распределенного двойного карандашного пучка. В сочетании с электронной пушкой, разработанной в этой статье, расчетное значение магнитного поля составляет около 4000 Гс. Согласно работе 20, в практических конструкциях обычно выбирается значение, в 1,5-2 раза превышающее расчетное.
На рисунке 12 показана структура системы фокусировки поля с однородным магнитным полем. Синяя часть — это постоянный магнит, намагниченный в осевом направлении. Выбор материала — NdFeB или FeCoNi. Остаточная намагниченность Br, установленная в имитационной модели, составляет 1,3 Тл, а проницаемость — 1,05. Для обеспечения стабильной передачи пучка по всему контуру длина магнита изначально установлена ​​равной 70 мм. Кроме того, размер магнита в направлении x определяет, является ли поперечное магнитное поле в канале пучка однородным, что требует, чтобы размер в направлении x не мог быть слишком маленьким. В то же время, учитывая стоимость и вес всей трубки, размер магнита не должен быть слишком большим. Поэтому магниты изначально установлены на 150 мм × 150 мм × 70 мм. Между тем, чтобы гарантировать, что весь контур замедления волны может быть размещен в фокусирующей системе, расстояние между магнитами установлено равным 20 мм.
В 2015 году Пурна Чандра Панда21 предложил полюсный наконечник с новым ступенчатым отверстием в однородной магнитной фокусирующей системе, что может дополнительно уменьшить величину утечки потока на катод и поперечное магнитное поле, создаваемое в отверстии полюсного наконечника. В этой статье мы добавляем ступенчатую структуру к полюсному наконечнику фокусирующей системы. Толщина полюсного наконечника изначально установлена ​​на уровне 1,5 мм, высота и ширина трех ступеней составляют 0,5 мм, а расстояние между отверстиями полюсного наконечника составляет 2 мм, как показано на рисунке 13.
На рисунке 14а показано распределение осевого магнитного поля вдоль центральных линий двух электронных пучков. Видно, что силы магнитного поля вдоль двух электронных пучков равны. Значение магнитного поля составляет около 6000 Гс, что в 1,5 раза больше теоретического поля Бриллюэна для увеличения производительности передачи и фокусировки. В то же время магнитное поле на катоде почти равно 0, что указывает на то, что полюсный наконечник хорошо предотвращает утечку магнитного потока. На рисунке 14б показано распределение поперечного магнитного поля By в направлении z на верхнем крае двух электронных пучков. Видно, что поперечное магнитное поле меньше 200 Гс только в отверстии полюсного наконечника, тогда как в цепи замедления волны поперечное магнитное поле почти равно нулю, что доказывает, что влияние поперечного магнитного поля на электронный пучок пренебрежимо мало. Чтобы предотвратить магнитное насыщение полюсных наконечников, необходимо изучить напряженность магнитного поля внутри полюсных наконечников. На рисунке 14в показано абсолютное значение распределения магнитного поля внутри полюсного наконечника. Видно, что абсолютное значение напряженности магнитного поля составляет менее 1,2 Тл, что свидетельствует о том, что магнитного насыщения полюсного наконечника не произойдет.
Распределение напряженности магнитного поля для Br = 1,3 Тл. (a) Аксиальное распределение поля. (b) Боковое распределение поля By в направлении z. (c) Абсолютное значение распределения поля внутри полюсного наконечника.
На основе модуля CST PS оптимизировано осевое относительное положение двухлучевой пушки и фокусирующей системы. Согласно работе 9 и моделированию, оптимальным расположением является место, где анодная часть перекрывает полюсную часть вдали от магнита. Однако было обнаружено, что если остаточная намагниченность установлена ​​на уровне 1,3 Тл, то пропускание электронного пучка не может достичь 99%. При увеличении остаточной намагниченности до 1,4 Тл фокусирующее магнитное поле увеличится до 6500 Гс. Траектории пучка в плоскостях xoz и yoz показаны на рисунке 15. Видно, что пучок имеет хорошую передачу, небольшую флуктуацию и расстояние передачи более 45 мм.
Траектории двойных карандашных пучков в однородной магнитной системе с Br = 1,4 Тл. (а) плоскость xoz. (б) самолет yoz.
На рисунке 16 показано поперечное сечение пучка в разных положениях от катода. Видно, что форма сечения пучка в фокусирующей системе хорошо сохраняется, а диаметр сечения не сильно меняется. На рисунке 17 показаны огибающие пучка в направлениях x и y соответственно. Видно, что флуктуация пучка в обоих направлениях очень мала. На рисунке 18 показаны результаты моделирования тока пучка. Результаты показывают, что ток составляет около 2 × 80 мА, что соответствует расчетному значению в конструкции электронной пушки.
Поперечное сечение электронного пучка (с фокусирующей системой) в различных положениях от катода.
Учитывая ряд проблем, таких как ошибки сборки, колебания напряжения и изменения напряженности магнитного поля в практических приложениях обработки, необходимо проанализировать чувствительность фокусирующей системы. Поскольку между анодной частью и полюсным наконечником при реальной обработке имеется зазор, этот зазор необходимо установить при моделировании. Значение зазора было установлено равным 0,2 мм, а на рисунке 19а показаны огибающая пучка и ток пучка в направлении y. Этот результат показывает, что изменение огибающей пучка незначительно, а ток пучка практически не изменяется. Поэтому система нечувствительна к ошибкам сборки. Для колебаний возбуждающего напряжения диапазон ошибок установлен равным ±0,5 кВ. На рисунке 19b показаны результаты сравнения. Видно, что изменение напряжения мало влияет на огибающую пучка. Диапазон ошибок установлен от -0,02 до +0,03 Тл для изменений напряженности магнитного поля. Результаты сравнения показаны на рисунке 20. Видно, что огибающая пучка практически не изменяется, что означает, что вся EOS нечувствительна к изменениям напряженность магнитного поля.
Огибающая пучка и ток получаются при использовании однородной магнитной фокусирующей системы. (a) Допуск сборки составляет 0,2 мм. (b) Колебание напряжения возбуждения составляет ±0,5 кВ.
Огибающая пучка под однородной магнитной фокусирующей системой с осевыми колебаниями напряженности магнитного поля в диапазоне от 0,63 до 0,68 Тл.
Чтобы гарантировать, что фокусирующая система, разработанная в данной статье, может соответствовать HFS, необходимо объединить фокусирующую систему и HFS для проведения исследований. На рисунке 21 показано сравнение огибающих пучка с загруженной HFS и без нее. Результаты показывают, что огибающая пучка не сильно меняется при загрузке всего HFS. Следовательно, фокусирующая система подходит для HFS с лампой бегущей волны указанной выше конструкции.
Для проверки правильности EOS, предложенной в разделе III, и исследования производительности SDV-TWT 220 ГГц, выполнено 3D-PIC-моделирование взаимодействия пучка и волны. Из-за ограничений программного обеспечения моделирования мы не смогли добавить всю EOS в HFS. Поэтому электронная пушка была заменена эквивалентной излучающей поверхностью диаметром 0,13 мм и расстоянием между двумя поверхностями 0,31 мм, теми же параметрами, что и у электронной пушки, спроектированной выше. Благодаря нечувствительности и хорошей стабильности EOS, напряжение возбуждения может быть надлежащим образом оптимизировано для достижения наилучшей выходной мощности в PIC-моделировании. Результаты моделирования показывают, что насыщенная выходная мощность и усиление могут быть получены при напряжении возбуждения 20,6 кВ, токе пучка 2 × 80 мА (603 А/см2) и входной мощности 0,05 Вт.
Для получения наилучшего выходного сигнала необходимо также оптимизировать количество циклов. Наилучшая выходная мощность достигается, когда количество двух каскадов составляет 42 + 48 циклов, как показано на рисунке 22a. Входной сигнал мощностью 0,05 Вт усиливается до 314 Вт с коэффициентом усиления 38 дБ. Спектр выходной мощности, полученный с помощью быстрого преобразования Фурье (БПФ), является чистым, достигая пика при 220 ГГц. На рисунке 22b показано распределение энергии электронов по аксиальному положению в SWS, при этом большинство электронов теряют энергию. Этот результат показывает, что SDV-SWS может преобразовывать кинетическую энергию электронов в радиочастотные сигналы, тем самым реализуя усиление сигнала.
Выходной сигнал SDV-SWS на частоте 220 ГГц. (a) Выходная мощность с включенным спектром. (b) Энергетическое распределение электронов с электронным пучком на конце вставки SWS.
На рисунке 23 показана полоса пропускания выходной мощности и коэффициент усиления двухрежимной двухлучевой SDV-TWT. Выходные характеристики можно дополнительно улучшить, изменив частоты от 200 до 275 ГГц и оптимизировав напряжение возбуждения. Этот результат показывает, что полоса пропускания по уровню 3 дБ может охватывать диапазон от 205 до 275 ГГц, что означает, что двухрежимная работа может значительно расширить рабочую полосу пропускания.
Однако, согласно рис. 2а, мы знаем, что между нечетными и четными модами существует полоса остановки, что может привести к нежелательным колебаниям. Поэтому необходимо изучить стабильность работы около остановок. На рисунках 24а-с представлены результаты моделирования в течение 20 нс на частотах 265,3 ГГц, 265,35 ГГц и 265,4 ГГц соответственно. Видно, что, хотя результаты моделирования имеют некоторые колебания, выходная мощность относительно стабильна. Спектр также показан на рисунке 24, соответственно, спектр чистый. Эти результаты указывают на отсутствие автоколебаний вблизи полосы остановки.
Изготовление и измерение необходимы для проверки правильности всей HFS. В этой части HFS изготавливается с использованием технологии числового программного управления (ЧПУ) с диаметром инструмента 0,1 мм и точностью обработки 10 мкм. Материалом для высокочастотной структуры является бескислородная медь высокой проводимости (OFHC). На рисунке 25а показана изготовленная структура. Вся структура имеет длину 66,00 мм, ширину 20,00 мм и высоту 8,66 мм. Восемь отверстий для штифтов распределены по всей структуре. На рисунке 25b показана структура с помощью сканирующей электронной микроскопии (СЭМ). Лопасти этой структуры изготовлены однородно и имеют хорошую шероховатость поверхности. После точного измерения общая погрешность обработки составляет менее 5%, а шероховатость поверхности составляет около 0,4 мкм. Структура обработки соответствует требованиям к конструкции и точности.
На рисунке 26 показано сравнение фактических результатов испытаний и моделирования характеристик передачи. Порт 1 и порт 2 на рисунке 26a соответствуют входному и выходному портам HFS соответственно и эквивалентны порту 1 и порту 4 на рисунке 3. Фактические результаты измерений S11 немного лучше результатов моделирования. В то же время измеренные результаты S21 немного хуже. Причина может заключаться в том, что заданная при моделировании проводимость материала слишком высока, а шероховатость поверхности после фактической обработки плохая. В целом измеренные результаты хорошо согласуются с результатами моделирования, а полоса пропускания соответствует требованию 70 ГГц, что подтверждает осуществимость и правильность предлагаемой двухрежимной SDV-TWT. Таким образом, в сочетании с фактическим процессом изготовления и результатами испытаний сверхширокополосная двухлучевая конструкция SDV-TWT, предложенная в этой статье, может быть использована для последующего изготовления и применения.
В данной статье представлена ​​подробная конструкция двухлучевой SDV-TWT с планарным распределением 220 ГГц. Сочетание двухрежимной работы и двухлучевого возбуждения дополнительно увеличивает рабочую полосу пропускания и выходную мощность. Изготовление и холодные испытания также проводятся для проверки правильности всей HFS. Фактические результаты измерений хорошо согласуются с результатами моделирования. Для спроектированной двухлучевой EOS секция маски и управляющие электроды использовались вместе для создания двухлучевого пучка. Под действием спроектированного однородного фокусирующего магнитного поля электронный пучок может стабильно передаваться на большие расстояния с хорошей формой. В будущем будут выполнены производство и испытания EOS, а также тепловое испытание всей TWT. Данная схема проектирования SDV-TWT, предложенная в данной статье, полностью объединяет в себе текущую зрелую технологию обработки плоскостей и показывает большой потенциал в показателях производительности, обработке и сборке. Поэтому в данной статье предполагается, что планарная структура, скорее всего, станет тенденцией развития вакуумных электронных приборов в терагерцовом диапазоне.
Большая часть необработанных данных и аналитических моделей в этом исследовании была включена в данную статью. Дополнительная соответствующая информация может быть получена от соответствующего автора по обоснованному запросу.
Гамзина, Д. и др. Наномасштабная обработка с ЧПУ вакуумной электроники субтерагерцового диапазона. IEEE Trans.electronic devices.63, 4067–4073 (2016).
Малекабади, А. и Паолони, К. Микрообработка субтерагерцовых волноводов с помощью УФ-LIGA с использованием многослойного фоторезиста SU-8. Журнал микромеханики. Микроэлектроника.26, 095010. https://doi.org/10.1088/0960-1317/26/9/095010 (2016).
Диллон, С.С. и др. Дорожная карта развития терагерцовой технологии на 2017 г. J. Physics.D to apply.physics.50, 043001. https://doi.org/10.1088/1361-6463/50/4/043001 (2017).
Шин, Ю. М., Барнетт, Л. Р. и Луманн, Н. К. Сильное ограничение распространения плазмонной волны с помощью сверхширокополосных волноводов с двойной решеткой. Применение. Физика. Райт. 93, 221504. https://doi.org/10.1063/1.3041646 (2008).
Байг, А. и др. Характеристики усилителя на лампе бегущей волны с частотой 220 ГГц, изготовленного на наностанке с ЧПУ. IEEE Trans.electronic devices.64, 590–592 (2017).
Хан, И. и Руан, К.Дж. Исследование диокотронной неустойчивости бесконечно широких плоских электронных пучков с использованием макроскопической модели холодной жидкости. Chin Phys B. 20, 104101. https://doi.org/10.1088/1674-1056/20/10/104101 (2011).
Галдецкий, А.В. О возможности увеличения пропускной способности за счет планарной компоновки пучка в многолучевом клистроне. В 12-й Международной конференции IEEE по вакуумной электронике, Бангалор, Индия, 5747003, 317–318 https://doi.org/10.1109/IVEC.2011.5747003 (2011).
Нгуен, К.Дж. и др. Проектирование трехлучевых электронных пушек с узким распределением плоскости расщепления пучка в разнесенной двухлопастной лампе бегущей волны W-диапазона [J]. Science.Rep. 11, 940.https://doi.org/10.1038/s41598-020-80276-3 (2021).
Ван, П. П., Су, И. Ю., Чжан, З., Ван, В. Б. и Руан, К. Дж. Планарная распределенная трехлучевая электронно-оптическая система с узким разделением пучков для основной моды W-диапазона TWT.IEEE Trans.electronic devices.68, 5215–5219 (2021).
Чжань, М. Исследование чередующихся двухлопастных ламп бегущей волны с плоскими пучками миллиметрового диапазона 20-22 (доктор философии, Университет Бэйхан, 2018 г.).
Ruan, CJ, Zhang, HF, Tao, J. и He, Y. Исследование стабильности взаимодействия пучка и волны в двухлопастной лампе бегущей волны с чередованием G-диапазона. 43-я Международная конференция по инфракрасным миллиметровым и терагерцовым волнам, Нагоя, 2018 г., 8510263, https://doi.org/10.1109/IRMMW-THz.2018.8510263 (2018).