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Dans cet article, un tube à ondes progressives à double lame entrelacée, large bande et haute puissance, fonctionnant à 220 GHz, est conçu et validé. Premièrement, une structure à ondes lentes à double lame décalée et à double faisceau planaire est proposée. Grâce à un fonctionnement bimode, les performances de transmission et la bande passante sont presque le double de celles d'un mode monomode. Deuxièmement, afin de répondre aux exigences de puissance de sortie élevée et d'améliorer la stabilité du tube à ondes progressives, un système électro-optique à double faisceau conique est conçu. La tension d'alimentation est de 20 à 21 kV et le courant de 2 × 80 mA. Objectifs de conception : grâce à l'utilisation d'un masque et d'une électrode de contrôle dans le canon à double faisceau, les deux faisceaux coniques peuvent être focalisés en leur centre respectif avec un taux de compression de 7. La distance de focalisation est d'environ 0,18 mm et la stabilité est bonne. Le système de focalisation magnétique uniforme a également été optimisé. La distance de transmission stable du double faisceau d'électrons planaire peut atteindre 45 mm et le champ magnétique de focalisation est de 0,6 T, ce qui est suffisant pour couvrir toute la gamme des hautes fréquences. Le système HFS a ensuite été étudié. Afin de vérifier son utilité et les performances de la structure à ondes lentes, des simulations PIC (Particules Individuelles et Cellules) ont été réalisées sur l'ensemble du système. Les résultats montrent que le système d'interaction faisceau-structure peut atteindre une puissance de sortie maximale de près de 310 W à 220 GHz, avec une tension de faisceau optimisée de 20,6 kV, un courant de faisceau de 2 × 80 mA, un gain de 38 dB et une bande passante à 3 dB supérieure à 35 dB autour de 70 GHz. Enfin, une fabrication de microstructure de haute précision a été effectuée pour vérifier les performances du système HFS. Les résultats montrent une bonne concordance entre la bande passante et les caractéristiques de transmission et les résultats de simulation. Par conséquent, le dispositif proposé dans cet article devrait permettre de développer des sources de rayonnement térahertz ultra-large bande et de haute puissance, présentant un fort potentiel pour de futures applications.
En tant que dispositif électronique à vide traditionnel, le tube à ondes progressives (TOP) joue un rôle irremplaçable dans de nombreuses applications telles que les radars haute résolution, les systèmes de communication par satellite et l'exploration spatiale^1,2,3. Cependant, lorsque la fréquence de fonctionnement atteint la bande térahertz, les TOP à cavités couplées et les TOP hélicoïdaux traditionnels ne répondent plus aux besoins en raison de leur puissance de sortie relativement faible, de leur bande passante étroite et de leurs procédés de fabrication complexes. Par conséquent, l'amélioration globale des performances dans la bande THz est devenue une préoccupation majeure pour de nombreux instituts de recherche. Ces dernières années, de nouvelles structures à ondes lentes (SOL), telles que les structures à double lame décalée (SDV) et les structures à guide d'ondes replié (FW), ont suscité un vif intérêt en raison de leur structure planaire, notamment les nouvelles SOL-SDV présentant un potentiel prometteur. Cette structure a été proposée par l'Université de Californie à Davis en 2008⁴. La structure planaire peut être facilement fabriquée par des techniques de micro-nano-usinage telles que la commande numérique par ordinateur (CNC) et la LIGA UV, et la structure de boîtier entièrement métallique permet d'obtenir Une capacité thermique plus importante, associée à une puissance de sortie et un gain plus élevés, et une structure de type guide d'ondes permettent également d'obtenir une bande passante plus large. En 2017, l'UC Davis a démontré pour la première fois qu'un SDV-TWT pouvait générer des signaux de puissance supérieure à 100 W et d'une bande passante proche de 14 GHz dans la bande G⁵. Cependant, ces résultats présentent encore des lacunes et ne répondent pas aux exigences de puissance élevée et de large bande passante dans la bande térahertz. Le SDV-TWT en bande G de l'UC Davis utilise des faisceaux d'électrons en nappe. Bien que ce dispositif améliore considérablement la capacité de transport de courant du faisceau, il est difficile de maintenir une longue distance de transmission en raison de l'instabilité du système optique électronique (EOS) à faisceau en nappe, et un effet tunnel de mode excessif peut également se produire, provoquant une autorégulation du faisceau. – Excitation et oscillation 6,7. Afin de répondre aux exigences de puissance de sortie élevée, de large bande passante et de bonne stabilité des tubes à ondes progressives THz, un SDV-SWS à double faisceau fonctionnant en mode double est proposé dans cet article. Autrement dit, afin d'augmenter la bande passante de fonctionnement, un fonctionnement en mode double est proposé et introduit dans cette structure. De plus, afin d'augmenter la puissance de sortie, une distribution planaire de deux faisceaux étroits est également utilisée. Les antennes à faisceau étroit unique sont relativement petites en raison des contraintes de taille verticale. Si la densité de courant est trop élevée, le courant du faisceau doit être réduit, ce qui entraîne une puissance de sortie relativement faible. Pour améliorer le courant du faisceau, l'EOS multifaisceaux distribués planairement a émergé, exploitant la taille latérale du SWS. Grâce à l'effet tunnel indépendant des faisceaux, le multifaisceaux distribués planairement peut atteindre une puissance de sortie élevée en maintenant un courant total de faisceau élevé et un faible courant par faisceau, ce qui permet d'éviter l'effet tunnel de faisceau surmode par rapport aux dispositifs à faisceau plat. Par conséquent, il est avantageux de maintenir la stabilité du tube à ondes progressives. Sur la base de travaux antérieurs Dans les travaux 8 et 9, cet article propose un EOS à double faisceau crayon focalisé par un champ magnétique uniforme en bande G, qui peut grandement améliorer la distance de transmission stable du faisceau et augmenter encore la zone d'interaction du faisceau, améliorant ainsi considérablement la puissance de sortie.
La structure de cet article est la suivante : tout d’abord, la conception de la cellule SWS, ses paramètres, l’analyse des caractéristiques de dispersion et les résultats de simulations haute fréquence sont décrits. Ensuite, à partir de la structure de la cellule unitaire, une équation d’état (EOS) à double faisceau crayon et un système d’interaction de faisceau sont conçus. Les résultats de simulations de particules intracellulaires sont également présentés afin de vérifier la pertinence de l’EOS et les performances du SDV-TWT. De plus, l’article présente brièvement les résultats de la fabrication et des essais à froid pour vérifier la validité de l’ensemble du système haute fréquence. Enfin, un résumé est proposé.
Composant essentiel du tube à ondes progressives (TOP), la structure à ondes lentes (SWS) présente des propriétés dispersives qui déterminent la correspondance entre la vitesse des électrons et la vitesse de phase de la SWS, influençant ainsi fortement l'interaction faisceau-onde. Afin d'améliorer les performances globales du TOP, une structure d'interaction optimisée a été conçue. La structure de la cellule unitaire est illustrée sur la figure 1. Compte tenu de l'instabilité du faisceau plan et de la limitation de puissance du faisceau à une seule pointe, la structure adopte un faisceau à double pointe pour améliorer la puissance de sortie et la stabilité de fonctionnement. Par ailleurs, afin d'accroître la bande passante, un fonctionnement bimode de la SWS a été proposé. Du fait de la symétrie de la structure SDV, la solution de l'équation de dispersion du champ électromagnétique peut être décomposée en modes pairs et impairs. Le mode impair fondamental de la bande basse fréquence et le mode pair fondamental de la bande haute fréquence sont utilisés pour réaliser la synchronisation à large bande de l'interaction des faisceaux, améliorant ainsi la bande passante.
Conformément aux exigences de puissance, le tube entier est conçu pour une tension de commande de 20 kV et un courant de double faisceau de 2 × 80 mA. Afin d'adapter au mieux la tension à la bande passante de fonctionnement du SDV-SWS, il est nécessaire de calculer la période p. La relation entre la tension du faisceau et la période est donnée par l'équation (1)10 :
En fixant le déphasage à 2,5π à la fréquence centrale de 220 GHz, la période p est calculée à 0,46 mm. La figure 2a illustre les propriétés de dispersion de la cellule unitaire SWS. La ligne de faisceau de 20 kV correspond parfaitement à la courbe bimodale. Les bandes de fréquences compatibles atteignent environ 70 GHz dans les gammes 210–265,3 GHz (mode impair) et 265,4–280 GHz (mode pair). La figure 2b présente l'impédance de couplage moyenne, supérieure à 0,6 Ω de 210 à 290 GHz, ce qui indique la présence d'interactions fortes dans la bande passante de fonctionnement.
(a) Caractéristiques de dispersion d'un SDV-SWS à double mode avec une ligne de faisceau d'électrons de 20 kV. (b) Impédance d'interaction du circuit à ondes lentes SDV.
Il est important de noter qu'il existe une bande interdite entre les modes impairs et pairs, généralement appelée bande d'arrêt (voir figure 2a). Si le tube à ondes progressives (TOP) fonctionne à proximité de cette bande de fréquences, un fort couplage des faisceaux peut se produire, entraînant des oscillations indésirables. En pratique, on évite généralement d'utiliser un TOP près de la bande d'arrêt. Cependant, la bande interdite de cette structure à ondes lentes n'est que de 0,1 GHz. Il est difficile de déterminer si cette faible bande interdite est à l'origine d'oscillations. Par conséquent, la stabilité de fonctionnement autour de la bande d'arrêt sera étudiée dans la section de simulation PIC suivante afin d'analyser l'éventuelle apparition d'oscillations indésirables.
Le modèle complet du HFS est présenté sur la figure 3. Il se compose de deux étages SDV-SWS reliés par des réflecteurs de Bragg. Le rôle du réflecteur est d'interrompre la transmission du signal entre les deux étages, de supprimer l'oscillation et la réflexion des modes non fonctionnels, tels que les modes d'ordre élevé générés entre les lames supérieure et inférieure, améliorant ainsi considérablement la stabilité du tube. Pour la connexion à l'environnement extérieur, un coupleur linéaire conique est utilisé pour relier le SWS à un guide d'ondes standard WR-4. Le coefficient de transmission de la structure à deux niveaux est mesuré par un solveur temporel dans le logiciel de simulation 3D. Compte tenu de l'effet réel de la bande térahertz sur le matériau, l'enveloppe sous vide est initialement en cuivre, et sa conductivité est réduite à 2,25 × 10⁷ S/m¹².
La figure 4 présente les résultats de transmission du HFS avec et sans coupleurs à variation linéaire. Les résultats montrent que le coupleur a peu d'effet sur les performances de transmission de l'ensemble du HFS. La perte de retour (S11 < − 10 dB) et la perte d'insertion (S21 > − 5 dB) de l'ensemble du système dans la large bande 207~280 GHz montrent que le HFS possède de bonnes caractéristiques de transmission.
En tant qu'alimentation des dispositifs électroniques sous vide, le canon à électrons détermine directement si le dispositif peut générer une puissance de sortie suffisante. Combinée à l'analyse du HFS dans la section II, une EOS à double faisceau doit être conçue pour fournir une puissance suffisante. Dans cette partie, en s'appuyant sur des travaux antérieurs en bande W8,9, un canon à électrons à double faisceau est conçu à l'aide d'une partie de masque planaire et d'électrodes de contrôle. Tout d'abord, conformément aux exigences de conception du SWS dans la section. Comme indiqué sur la figure. 2. La tension d'alimentation Ua des faisceaux d'électrons est initialement fixée à 20 kV, les courants I des deux faisceaux sont de 80 mA et le diamètre dw des faisceaux est de 0,13 mm. Simultanément, afin d'assurer une densité de courant adéquate dans le faisceau d'électrons et la cathode, le taux de compression du faisceau est fixé à 7, ce qui permet d'atteindre une densité de courant de 603 A/cm² dans le faisceau et de 86 A/cm² dans la cathode. Ces résultats sont obtenus grâce à l'utilisation de nouveaux matériaux de cathode. Conformément aux théories de conception 14, 15, 16 et 17, un canon à électrons Pierce typique peut être identifié de manière univoque.
La figure 5 présente les schémas horizontal et vertical du canon à électrons. On constate que le profil du canon à électrons selon l'axe x est quasiment identique à celui d'un canon à électrons plan classique, tandis que selon l'axe y, les deux faisceaux d'électrons sont partiellement séparés par le masque. Les positions des deux cathodes sont respectivement x = – 0,155 mm, y = 0 mm et x = 0,155 mm, y = 0 mm. Conformément aux exigences de conception relatives au taux de compression et à la taille de la zone d'injection des électrons, les dimensions des deux surfaces cathodiques sont de 0,91 mm × 0,13 mm.
Afin de rendre le champ électrique focalisé reçu par chaque faisceau d'électrons symétrique par rapport à son centre dans la direction x, une électrode de contrôle est appliquée au canon à électrons. En fixant la tension des électrodes de focalisation et de contrôle à −20 kV et celle de l'anode à 0 V, on obtient la distribution des trajectoires du canon à double faisceau, illustrée sur la figure 6. On constate que les électrons émis présentent une bonne compressibilité dans la direction y et que chaque faisceau converge vers la direction x le long de son centre de symétrie, ce qui indique que l'électrode de contrôle compense le champ électrique inégal généré par l'électrode de focalisation.
La figure 7 illustre l'enveloppe du faisceau selon les axes x et y. Les résultats montrent que la distance de projection du faisceau d'électrons diffère entre l'axe x et l'axe y. La distance de projection selon l'axe x est d'environ 4 mm, tandis que celle selon l'axe y est proche de 7 mm. Par conséquent, la distance de projection réelle doit être choisie entre 4 et 7 mm. La figure 8 représente la section transversale du faisceau d'électrons à 4,6 mm de la surface de la cathode. On constate que la forme de cette section est très proche de celle d'un faisceau d'électrons circulaire standard. La distance entre les deux faisceaux d'électrons est proche de la valeur nominale de 0,31 mm, et le rayon est d'environ 0,13 mm, ce qui satisfait aux exigences de conception. La figure 9 présente les résultats de simulation du courant du faisceau. On observe que les courants des deux faisceaux sont de 76 mA, ce qui correspond bien à la valeur nominale de 80 mA.
Compte tenu des fluctuations de la tension d'alimentation dans les applications pratiques, il est nécessaire d'étudier la sensibilité à la tension de ce modèle. Dans la plage de tension de 19,8 à 20,6 kV, les enveloppes du courant et du courant du faisceau sont obtenues, comme illustré sur les figures 1 et 1.10 et 1.11. Les résultats montrent que la variation de la tension d'alimentation n'a aucun effet sur l'enveloppe du faisceau d'électrons et que le courant du faisceau ne varie que de 0,74 à 0,78 A. Par conséquent, on peut considérer que le canon à électrons conçu dans cet article présente une bonne sensibilité à la tension.
L'effet des fluctuations de la tension d'entraînement sur les enveloppes du faisceau dans les directions x et y.
Un champ magnétique de focalisation uniforme est un système de focalisation à aimant permanent courant. Grâce à la distribution uniforme du champ magnétique dans tout le canal du faisceau, il est particulièrement adapté aux faisceaux d'électrons axisymétriques. Dans cette section, nous proposons un système de focalisation magnétique uniforme pour assurer la transmission à longue distance de deux faisceaux étroits. L'analyse du champ magnétique généré et de l'enveloppe du faisceau nous permet de proposer un schéma de conception pour ce système de focalisation et d'étudier sa sensibilité. D'après la théorie de la transmission stable d'un faisceau étroit unique^18,19, la valeur du champ magnétique de Brillouin peut être calculée par l'équation (2). Nous utilisons également cette équivalence pour estimer le champ magnétique d'un double faisceau étroit à distribution latérale. Combiné au canon à électrons conçu dans cet article, le champ magnétique calculé est d'environ 4000 Gs. Selon la référence 20, on choisit généralement, dans les applications pratiques, une valeur 1,5 à 2 fois supérieure à cette valeur calculée.
La figure 12 illustre la structure d'un système de focalisation de champ magnétique uniforme. La partie bleue représente l'aimant permanent magnétisé axialement. Les matériaux utilisés sont le NdFeB ou le FeCoNi. La rémanence Br, définie dans le modèle de simulation, est de 1,3 T et la perméabilité de 1,05. Afin de garantir la stabilité de la transmission du faisceau dans l'ensemble du circuit, la longueur de l'aimant est initialement fixée à 70 mm. De plus, la dimension de l'aimant selon l'axe x détermine l'uniformité du champ magnétique transversal dans le canal du faisceau ; cette dimension ne doit donc pas être trop petite. Parallèlement, compte tenu du coût et du poids du tube, la taille de l'aimant ne doit pas être excessive. Par conséquent, les aimants sont initialement définis à 150 mm × 150 mm × 70 mm. Enfin, pour permettre l'intégration de l'ensemble du circuit à ondes lentes dans le système de focalisation, la distance entre les aimants est fixée à 20 mm.
En 2015, Purna Chandra Panda²¹ a proposé une pièce polaire dotée d'un nouveau trou étagé dans un système de focalisation magnétique uniforme, permettant de réduire davantage l'amplitude des fuites de flux vers la cathode et le champ magnétique transversal généré au niveau du trou de la pièce polaire. Dans cet article, nous ajoutons une structure étagée à la pièce polaire du système de focalisation. L'épaisseur de la pièce polaire est initialement fixée à 1,5 mm, la hauteur et la largeur des trois marches sont de 0,5 mm, et la distance entre les trous de la pièce polaire est de 2 mm, comme illustré sur la figure 13.
La figure 14a illustre la distribution du champ magnétique axial le long des axes des deux faisceaux d'électrons. On constate que les forces du champ magnétique sont égales le long des deux faisceaux. La valeur du champ magnétique est d'environ 6000 Gs, soit 1,5 fois le champ de Brillouin théorique, ce qui améliore la transmission et la focalisation. Par ailleurs, le champ magnétique à la cathode est quasi nul, ce qui indique que la pièce polaire est efficace pour limiter les fuites de flux magnétique. La figure 14b montre la distribution du champ magnétique transversal By dans la direction z au bord supérieur des deux faisceaux d'électrons. On observe que le champ magnétique transversal est inférieur à 200 Gs uniquement au niveau de l'orifice de la pièce polaire, tandis que dans le circuit à ondes lentes, il est presque nul, ce qui prouve que son influence sur le faisceau d'électrons est négligeable. Afin d'éviter la saturation magnétique des pièces polaires, il est nécessaire d'étudier l'intensité du champ magnétique à l'intérieur de celles-ci. La figure 14c illustre la valeur absolue de la distribution du champ magnétique à l'intérieur de la pièce polaire. On constate que la valeur absolue La valeur de l'intensité du champ magnétique est inférieure à 1,2 T, ce qui indique que la saturation magnétique de la pièce polaire ne se produira pas.
Distribution de l'intensité du champ magnétique pour Br = 1,3 T.(a) Distribution du champ axial.(b) Distribution du champ latéral By dans la direction z.(c) Valeur absolue de la distribution du champ à l'intérieur de la pièce polaire.
En se basant sur le module CST PS, la position axiale relative du canon à double faisceau et du système de focalisation est optimisée. D'après la référence 9 et les simulations, la position optimale correspond à l'endroit où l'anode chevauche la pièce polaire, à distance de l'aimant. Cependant, il a été constaté qu'avec une rémanence de 1,3 T, la transmittance du faisceau d'électrons n'atteignait pas 99 %. En augmentant la rémanence à 1,4 T, le champ magnétique de focalisation est porté à 6 500 G. Les trajectoires du faisceau dans les plans xoz et yoz sont illustrées sur la figure 15. On observe que le faisceau présente une bonne transmission, une faible fluctuation et une distance de transmission supérieure à 45 mm.
Trajectoires de faisceaux de crayon doubles sous un système magnétique homogène avec Br = 1,4 T.(a) plan xoz.(b) avion yoz.
La figure 16 présente la section transversale du faisceau à différentes distances de la cathode. On constate que la forme de la section du faisceau dans le système de focalisation est bien conservée et que son diamètre varie peu. La figure 17 illustre les enveloppes du faisceau selon les axes x et y. On observe que la fluctuation du faisceau dans les deux directions est très faible. La figure 18 présente les résultats de simulation du courant du faisceau. Ces résultats indiquent un courant d'environ 2 × 80 mA, ce qui correspond à la valeur calculée lors de la conception du canon à électrons.
Section transversale du faisceau d'électrons (avec système de focalisation) à différentes positions par rapport à la cathode.
Compte tenu des problèmes rencontrés lors des applications pratiques, tels que les erreurs d'assemblage, les fluctuations de tension et les variations d'intensité du champ magnétique, il est nécessaire d'analyser la sensibilité du système de focalisation. L'espace entre l'anode et la pièce polaire étant présent lors du traitement, cet espace doit être pris en compte dans la simulation. Fixé à 0,2 mm, il est illustré par la figure 19a, qui présente l'enveloppe du faisceau et le courant du faisceau selon l'axe y. Les résultats montrent que l'enveloppe du faisceau et le courant varient peu, ce qui indique une faible sensibilité du système aux erreurs d'assemblage. Pour les fluctuations de la tension d'alimentation, la plage d'erreur est fixée à ±0,5 kV. La figure 19b compare ces résultats, démontrant que la variation de tension a peu d'influence sur l'enveloppe du faisceau. Pour les variations d'intensité du champ magnétique, la plage d'erreur est fixée de -0,02 à +0,03 T. Les résultats de la comparaison sont présentés figure 20, confirmant la faible variation de l'enveloppe du faisceau et l'insensibilité de l'équation d'état aux variations d'intensité du champ magnétique.
Enveloppe du faisceau et résultats de courant sous un système de focalisation magnétique uniforme.(a) La tolérance d'assemblage est de 0,2 mm.(b) La fluctuation de la tension d'entraînement est de ±0,5 kV.
Enveloppe du faisceau sous un système de focalisation magnétique uniforme avec des fluctuations de force de champ magnétique axial allant de 0,63 à 0,68 T.
Afin de garantir la compatibilité du système de focalisation présenté dans cet article avec le HFS, il est nécessaire de combiner ce système et le HFS à des fins de recherche. La figure 21 compare les enveloppes de faisceau avec et sans HFS. Les résultats montrent que l'enveloppe de faisceau reste quasiment inchangée lorsque le HFS est entièrement chargé. Par conséquent, le système de focalisation est adapté au tube à ondes progressives HFS de la conception décrite.
Afin de vérifier la validité de l'équation d'état (EOS) proposée dans la section III et d'étudier les performances du tube à ondes progressives à tension de seuil (SDV-TWT) à 220 GHz, une simulation PIC 3D de l'interaction faisceau-onde a été réalisée. En raison des limitations du logiciel de simulation, il n'a pas été possible d'intégrer l'intégralité de l'EOS au système de mesure haute fréquence (HFS). Par conséquent, le canon à électrons a été remplacé par une surface émettrice équivalente de 0,13 mm de diamètre, séparée par une distance de 0,31 mm, soit les mêmes paramètres que le canon à électrons conçu précédemment. Grâce à l'insensibilité et à la bonne stabilité de l'EOS, la tension de commande a pu être optimisée afin d'obtenir la meilleure puissance de sortie possible dans la simulation PIC. Les résultats de la simulation montrent que la puissance de sortie saturée et le gain sont atteints pour une tension de commande de 20,6 kV, un courant de faisceau de 2 × 80 mA (603 A/cm²) et une puissance d'entrée de 0,05 W.
Afin d'obtenir le meilleur signal de sortie, le nombre de cycles doit également être optimisé. La puissance de sortie optimale est obtenue avec 42 + 48 cycles (deux étages), comme illustré sur la figure 22a. Un signal d'entrée de 0,05 W est amplifié à 314 W avec un gain de 38 dB. Le spectre de puissance de sortie, obtenu par transformée de Fourier rapide (FFT), est pur et présente un pic à 220 GHz. La figure 22b montre la distribution axiale de l'énergie des électrons dans le SWS, la plupart des électrons perdant de l'énergie. Ce résultat indique que le SDV-SWS peut convertir l'énergie cinétique des électrons en signaux RF, réalisant ainsi l'amplification du signal.
Signal de sortie SDV-SWS à 220 GHz.(a) Puissance de sortie avec spectre inclus.(b) Distribution énergétique des électrons avec le faisceau d'électrons à la fin de l'encart SWS.
La figure 23 présente la bande passante et le gain de la puissance de sortie d'un SDV-TWT à double faisceau et double mode. Les performances de sortie peuvent être encore améliorées en balayant les fréquences de 200 à 275 GHz et en optimisant la tension d'alimentation. Ce résultat montre que la bande passante à 3 dB couvre la plage de 205 à 275 GHz, ce qui signifie que le fonctionnement en double mode permet d'élargir considérablement la bande passante opérationnelle.
Cependant, d'après la figure 2a, une bande d'arrêt existe entre les modes impairs et pairs, susceptible d'engendrer des oscillations indésirables. Il est donc nécessaire d'étudier la stabilité du fonctionnement autour de cette bande. Les figures 24a à 24c présentent les résultats de simulation sur 20 ns à 265,3 GHz, 265,35 GHz et 265,4 GHz, respectivement. Malgré quelques fluctuations, la puissance de sortie reste relativement stable. Le spectre correspondant, également présenté sur la figure 24, est pur. Ces résultats indiquent l'absence d'auto-oscillation à proximité de la bande d'arrêt.
La fabrication et la mesure sont nécessaires pour vérifier la conformité de l'ensemble du dispositif haute fréquence (DHF). Dans cette partie, le DHF est fabriqué par commande numérique (CNC) avec un outil de 0,1 mm de diamètre et une précision d'usinage de 10 µm. Le matériau utilisé pour la structure haute fréquence est du cuivre OFHC (cuivre sans oxygène à haute conductivité). La figure 25a présente la structure fabriquée. Celle-ci mesure 66,00 mm de long, 20,00 mm de large et 8,66 mm de haut. Huit trous de connexion sont répartis sur toute la structure. La figure 25b montre la structure observée par microscopie électronique à balayage (MEB). Les lames de cette structure sont uniformes et présentent une bonne rugosité de surface. Après des mesures précises, l'erreur d'usinage globale est inférieure à 5 % et la rugosité de surface est d'environ 0,4 µm. La structure usinée répond aux exigences de conception et de précision.
La figure 26 compare les résultats des tests réels et les simulations des performances de transmission. Les ports 1 et 2 de la figure 26a correspondent respectivement aux ports d'entrée et de sortie du HFS et sont équivalents aux ports 1 et 4 de la figure 3. Les résultats de mesure réels de S11 sont légèrement supérieurs aux résultats de simulation. En revanche, les résultats de mesure de S21 sont légèrement inférieurs. Ceci pourrait s'expliquer par une conductivité du matériau trop élevée dans la simulation et une rugosité de surface insuffisante après usinage. Globalement, les résultats de mesure concordent bien avec les résultats de simulation, et la bande passante de transmission atteint 70 GHz, ce qui confirme la faisabilité et la validité du SDV-TWT bimode proposé. Par conséquent, compte tenu du processus de fabrication et des résultats des tests, la conception du SDV-TWT bi-faisceau ultra-large bande présentée dans cet article peut être utilisée pour des fabrications et des applications ultérieures.
Cet article présente la conception détaillée d'un tube à ondes progressives à double faisceau (SDV-TWT) planaire de 220 GHz. La combinaison d'un fonctionnement bimode et d'une excitation à double faisceau accroît la bande passante et la puissance de sortie. La fabrication et les tests à froid ont permis de vérifier la conformité de l'ensemble du système. Les résultats des mesures expérimentales concordent avec les résultats de simulation. Pour l'oscillateur à deux faisceaux conçu, une section de masque et des électrodes de contrôle ont été utilisées conjointement pour générer deux faisceaux étroits. Sous l'effet du champ magnétique de focalisation uniforme conçu, le faisceau d'électrons est transmis de manière stable sur de longues distances avec une bonne forme. La production et les tests de l'oscillateur seront réalisés ultérieurement, ainsi que les tests thermiques du tube à ondes progressives complet. Ce schéma de conception SDV-TWT proposé dans cet article tire pleinement parti des technologies de traitement planaire actuelles et présente un fort potentiel en termes de performances, de fabrication et d'assemblage. Par conséquent, cet article soutient que la structure planaire est susceptible de devenir la tendance de développement des dispositifs électroniques sous vide dans la bande térahertz.
La plupart des données brutes et des modèles analytiques de cette étude sont inclus dans cet article. Des informations complémentaires pertinentes peuvent être obtenues auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.
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